在反激式轉換器拓撲中，當開關被引導時，變壓器存儲能量，并且負載電流由輸出濾波電容器提供。

當開關關閉時，變壓器將存儲的能量傳遞給負載和輸出濾波電容，以補償電容器分別提供負載。

電流消耗的能量。

a，電路簡單，可有效提供多通道直流輸出，適用于多組輸出要求;灣當輸入電壓在很大范圍內波動時，它仍然可以具有更穩定的輸出。

目前，交流輸入85- 265V，需要實現穩定輸出而無需切換; c，變壓器匝數比小; d，轉換效率高，損耗小。

1工作模式介紹反激式轉換器分為兩種工作模式：DCM和CCM。

實際上，通常使用這兩種工作模式。

（1），不連續電感器電流模式（DCM）或“全能量轉換”：在Ton期間存儲在變壓器中的所有能量在回掃時段（Ton）期間被傳送到輸出。

（2）電感器電流連續模式CCM（連續電感器電流模式）或“不完全能量轉換”：存儲在變壓器中的一部分能量保留在Toff結束，直到下一個Ton周期開始。

當轉換器輸入電壓Vin在大范圍內變化，或者負載電流I1在很寬的范圍內變化時，不可避免地要跨越兩種操作模式，因此要求反激式轉換器在DCM / CCM中穩定。

工作。

但是，設計起來很困難。

它通常設計為DCM / CCM臨界狀態作為設計參考，并采用電流模式控制PWM設計。

在穩定狀態下，Ton處的回掃變壓器磁通Δ∮的變化必須等于toff的變化，否則磁芯將飽和。

因此，Δ∮= Vin * Ton / Np = Vs * Toff / Ns，即變壓器初級繞組每圈的伏秒值必須等于次級繞組每圈的伏秒值。

因此，根據變壓器伏秒平衡原理，可以推導出DCM / CCM工作模式下的輸出電壓計算公式：Vin * DT = nVo *（1-D）T 2兩種工作模式之間的差異可以是DCM和CCM的當前波形。

可以看出，在DCM狀態期間，波形在完全能量傳遞期間具有較高的初級峰值電流，這是因為主要初級電感值Lp相對較低，因此Lp急劇上升，其負面影響是增加輸入濾波電容的繞組損耗和紋波電流，使開關管必須具有高電流承載能力，以確保安全運行。

在CCM工作狀態下，初級峰值電流較低，但開關晶體管在導通時具有較高的漏極電流值，從而導致開關晶體管的高功耗，并且為了實現CCM，更高的變壓器是需要。

由于要存儲在變壓器磁芯中的剩余能量，初級電感值Lp要求變壓器大于DCM，而其他系數相等。

總之，DCM和CCM變壓器在設計上基本相同，但主峰值電流的定義存在一些差異（CCM中的Ip = Imax- / Imin）。

1.儲能容量：當變壓器工作在CCM模式時，由于直流分量，需要氣隙將磁化曲線傾斜到H軸，這樣變壓器就能承受大電流并傳輸更多能量。

P =fxVe∫brHdB（Ve：核心和氣隙的有效容積）或P = 1 / 2LP（Imax-Imin）（Imax，Imin：周末和開始時的當前值）2。

電感值Lp：在變壓器設計的初始階段不考慮電感Lp，因為Lp僅影響開關電源的工作模式，因此該參數需要通過電路工作模式進行調整。

Lp的最大值與變壓器損耗最小值一致。

如果設計Lp很大并且需要CCM模式，那就恰到好處。

如果您需要在DCM模式下工作，則只能增加氣隙并降低Lp以滿足要求，這樣變壓器就不會偏離設計。

3.每個初級和次級繞組的匝數應保持不變：在設計時，次級匝數通常根據計算得分計算，每個次級側的匝數低于初級側的匝數。

因此，使次級側的每一側的值小于初級側的數量，為了達到平衡，有必要減少噸時間，并且使用更長的時間將電能傳輸到輸出端。

也就是說，傳導占空比D需要小于0.5。

使電路工作在DCM模式。

但是，這里應該注意，如果Lp太大，則電流上升斜率很小，并且ton時間很短（＆lt; 50％）。

很可能在噸結束時，電流上升值不大，并且電路不能傳輸所需的功率。

現象。

這種現象是由于變壓器的自供電限制，可以通過增加氣隙和降低電感Lp來解決，從而不會發生自限制效應。

4.反激式轉換器的主功率管需要增加吸收電路，以吸收反激期間開關管的電壓尖峰。

計算吸收電容器零值的公式：C = Id *（tr + tf）/ Vds計算主吸收電阻器電阻的公式：R = Ton / 3C